汽车雷达的探测范围和精度

许多因素会影响雷达探测范围，这是设计人员无法控制的。因此，我们需要处理与电磁波传播和模拟前端相关的基本信息。

雷达距离R通过雷达链路预算与雷达 MMIC 收发器的射频性能直接相关。在这种情况下，雷达距离方程提供作为输出函数传递给射频接收器前端的功率Pr发射机前端的功率 ( Pt )、发射和接收天线的增益 ( Gtx和Grx )、工作频率 (波长λ) 和目标的雷达横截面 (σ)：

 λ4/（4π∙R)4表示双向自由空间损耗，而 （4π∙σ）/λ2考虑对目标的反思。链路预算和对雷达方程的不同贡献如下图所示。

在雷达系统参考文件 ：ETSI TR 103 593 V1.1.1 (2020-05)“传输特性和77GHz 至 81GHz 频率范围内用于地面车辆应用的无线电测定设备的技术特性”，欧洲电信标准协会 (ETSI) 为不同雷达操作模式下的天线增益提供了一组假设值（见表 1）以及接收链路的最小检测功率 (-110dBm)，还列出了典型目标的参考雷达横截面值（表 2）。

这些值可以作为评估和比较不同雷达系统理论性能的基线。

雷达MMIC

如今，这些收发器是RFIC，不仅可以在单个芯片上集成多种功能，还可以根据汽车雷达的要求具有多个发射和接收通道。收发器MMIC的框图示例如图所示。

雷达系统的整体性能将受到雷达MMIC收发器中模拟RF发射和接收性能的强烈影响。在范围限制的情况下，需要考虑两个主要参数：发射器的输出功率和接收器的噪声系数。

发射功率

MMIC的每条传输链提供的功率将是雷达性能的关键。为此，我们必须考虑射频功率放大器的输出功率。基于该参数，并考虑上述雷达方程，在给定接收机灵敏度的理想情况下，最大可实现范围（PRMIN公司）可以计算为：

该方程表明，增加发射功率P_t将自动扩展雷达的射程。例如，远程雷达 （LRR） 中多 1dB 的输出功率将为我们检测自行车提供 2.8m，摩托车检测 6m，典型汽车检测 11m，如图 4 所示。在高速公路上高速行驶时，这可能意味着准时制动或撞上意外交通障碍之间的区别。

但是，在短距离应用中也可以看到增加输出功率的好处。对于USRR（超短程雷达），发射功率增加1dB将意味着增加35厘米至50厘米或检测到小孩、行人或自行车，如图5所示。这对于在拥挤的城市环境中驾驶以避免与高度脆弱的受害者发生事故尤为重要。

当然，这些计算没有考虑实际场景中的额外损耗（例如，下雨、多径传播……所有这些因素都会降低雷达探测范围相对于理想情况。例如，雷达模块通常放置在汽车标志或保险杠后面。保险杠面板将引入 2dB 至 8dB 的损耗，具体取决于它们的成分和油漆。这意味着检测范围的损失为 11% 至 37%。提供尽可能多的输出有助于抵消此问题。因此，优化射频发射链的性能，尤其是功率放大器的最后一级，至关重要。

噪声系数

除了检测阈值外，系统还需要最小信噪比 （SNR） 来执行雷达处理。雷达接收机的信噪比是接收功率之间的比值Pr 和噪声功率 N。它可以从考虑环境温度 T 和信号持续时间的雷达方程中推导出来T测量:

其中k为玻尔兹曼常数，F为噪声因子（单位为dB，噪声系数NF），它考虑了接收器的噪声贡献。

给定一定的检测阈值信 噪 比分钟，理论上可实现的最大范围可以确定为：

该方程表明，通过降低噪声因子F（以及相反的噪声系数NF），雷达探测范围将增加。我们假设系统需要20dB的SNR阈值，并考虑与上述相同的示例。

对于LRR，如图6所示，将噪声系数降低1dB将使范围增加4m（自行车）、10m（摩托车）和13m（汽车）。

这种范围的增加在短距离内也很重要，通过降低1dB的噪声系数，可以赢得50cm到1m的检测，以检测最脆弱的交通参与者（儿童和成人行人和自行车），如图7所示。

因此，接收器链的噪声系数也是雷达MMIC收发器设计的关键参数。由于噪声的主要贡献者是模拟接收链中的第一个放大器（图8），因此雷达MMIC收发器中的LNA应经过精心设计和优化，以实现低噪声系数。

距离分辨率

雷达的距离分辨率定义为区分放置在相同角度方向（方位）但与雷达距离不同的不同目标的能力。两个目标反射的信号在时间域中发生偏移。

图 1.发射和接收雷达信号（2 个目标）

执行FFT（快速傅里叶变换）后，将获得对应于每个目标的两个单独的基带频率（频移）。

图2.两个检测到的目标的频移（基带频率）

两个目标越近，基带频率∆f之间的差异就越小1和 ∆f2.在某一点上，雷达系统将无法再将它们分开。此最小频移/距离对应于一个 FFT 箱。在观测时间内可以分辨的最小频率差 ∆fTc是：

    (1)

 

∆f可以通过增加观察时间来改善（即最小化）。
目标之间的距离 ∆R 与 ∆f 直接相关：

  (2)

其中 c 是光速。

其中 S 是发射雷达信号的斜率（啁啾率，单位为 Hz/s）。由于带宽是信号斜率及其持续时间的乘积，因此范围分辨率 d回复可以写成信号带宽的函数：

  (3)

 

因此，雷达芯片的带宽将直接影响可实现的距离分辨率：

表 1.距离分辨率与雷达信号带宽的关系

对于需要高分辨率的应用，例如成像雷达，将需要较大的带宽。然而，远程雷达等其他应用不需要厘米级的精度，因此较小的带宽就足够了。这一点很重要，因为最大雷达范围与带宽成反比：

   (4)

 

对于给定的采样率Fs，增加带宽会缩小检测范围。

视场

以明确的方式确定目标（方位）的方向也很重要。这只能在雷达的视场 （FOV） 内实现，该视场定义了雷达在方位角（水平面）和仰角（垂直面）的角度覆盖范围。

图3.前雷达的视场 （3D）

汽车雷达使用多个接收天线来确定反射信号的到达角 （AoA），从而确定障碍物的角位置。因此，天线阵列的几何形状将成为视场的限制因素。

如果考虑单个发射天线，则视场角将由接收天线的几何形状和辐射特性决定。让我们考虑两个接收天线相隔距离 d 的情况。

信号的到达角可以通过比较每个天线接收到的信号的相移来计算。接收信号的相移取决于频率（波长）和天线之间的距离，如图6所示：

  (5)

明确测量到达角的角度范围是相位差在-180°至+180°之间单调变化的范围，因此从纯几何角度来看，理论FOV由下式给出：

   (6)

当可以检测到从-90°到+90°的所有到达角度时，可以达到最大视场。当天线之间的距离等于工作频率下波长的一半时，就是这种情况，即：。

对于77GHz的汽车雷达，通过天线之间的距离约为2mm，可以最大化理论FOV。这是假设使用的天线是各向同性辐射器。在现实生活中，视场将进一步受到天线辐射方向图的限制。

现在我们来看，接收天线是两个均匀的贴片线性阵列，如图8所示。

在这种情况下，方位角上的天线方向图非常宽（对应于贴片天线），因此其对FOV的影响是有限的。主要限制效应是行与行之间的分离 dx，FOV 可以使用式 （6） 计算。

对于仰角视场，垂直行中的所有面片都被视为单个天线。为了计算理论 FOV，我们需要考虑行的相位中心（即行的总辐射起源的假想点）。仰角的理论 FOV 将受到每个垂直行 （dy） 的相中心之间的垂直间隔的限制。如果这种分离是半个波长，我们原则上可以得到最大视场。然而，在这种情况下，天线的半功率波束宽度 （HPBW） 要小得多 （~20° – 25°），因此在天线波束之外无法进行检测。在这种情况下，辐射方向图将是 FOV 的限制因素。

角分辨率

与距离分辨率的情况一样，能够区分以不同角度（方位）放置但在同一范围内的两个独立目标也很重要。在这里，由于信号延迟引起的频移不能用于识别来自每个目标的信号。同样，需要特殊的分集，在不同的位置使用多个天线。

角分辨率θres 然后指示雷达可以分辨的最小角分离。对于单个发射天线，可以计算为：

    (7)

N 是接收天线的数量，θ 是到达角。对于接近孔径方向 （θ = 0°） 的轴承，角分辨率为 最大值：

   (8)

如果我们认为天线是分开 的，为了最大化 FOV，角分辨率将与频率无关，并且仅由接收天线的数量决定。

   (9) 

因此，可以通过增加天线数量来提高分辨率。这只能通过向雷达MMIC收发器添加更多通道来实现。通过使用多个发射天线进行MIMO（多输入多输出）和超分辨率后处理，可以进一步提高分辨率。