Ka波段平板相控阵天线设计
Ka 波段（27.5–30 GHz，本文所述阵列实际覆盖 27.5–31 GHz、带宽 3.5 GHz）平板阵列天线是近地轨道卫星通信下一代终端的前沿方向。凭借其电子跟踪能力、低剖面与易安装的优势，正逐步替代传统抛物面终端。
相控阵天线（Phased Array Antenna，电子扫描阵列 ESA）的核心机理，是通过精确控制阵列中每个辐射单元的信号相位与幅度，使电磁波在目标方向相干叠加形成主瓣、在其他方向相互抵消，从而在不转动天线本体的前提下实现波束指向的毫秒级快速切换。这决定了它在卫星通信中的天然适配性：LEO 卫星以约 7.8 km/s 的速度高速过境，机械转台根本无法跟上其轨迹，唯有电子扫描能在卫星横跨天空的数分钟内持续锁定。按架构划分，相控阵分为无源相控阵（PESA，集中式高功率发射机 + 各单元移相器）与有源相控阵（AESA，每个单元或子阵配备独立的 T/R 组件）。AESA 的优势在于无单点故障、可独立控制每单元幅相并实现多波束，代价是成本与功耗更高、散热更复杂；现代卫星通信终端普遍采用AESA 的芯片化变体，将功率放大器（PA）、低噪声放大器（LNA）、移相器与衰减器集成进一颗波束赋形集成电路（BFIC），在性能与成本之间取得平衡。这一技术演进方向与公开研究对 AESA 架构与射频前端集成的论述一致：相控阵的单元级有源化与组件集成化，是实现低剖面、可量产终端的共同路径。
系统设计
按单元、子阵、 阵列 、板级 、链路的信号流顺序，深入解析64阵元平板阵列天线，所设计阵列由 64 个阵元（8×8）构成，在保持低剖面的同时提供高增益，并可在方位角与仰角方向实现 −60° ~ +60° 的电子波束偏转；可配置为右旋圆极化（RHCP）或左旋圆极化（LHCP）。相控阵借助第三方波束赋形集成电路操控幅度与相位，实现波束指向与方向图整形。
针对 30 GHz 下阵元间距小（约 5 mm）带来的集成与散热挑战，本文采用多层 PCB 结构，将波束赋形 IC、功率分配网络、数字布线、无源器件与天线阵元全部整合于阵列点阵之中。整副天线在 27.5–31 GHz 宽频带内实现峰值增益 21.9 dBi ，总功耗约 11 W。
表一：产品参数指标汇总
平面相控阵的硬件开发主要由三部分组成：天线设计、射频电路板设计、控制板设计。三条链路的最终合成一块 11 cm × 9 cm 的板卡。
图1：卫星终端产品
64阵元贴片阵列天线在 CST中完。PCB集成 BFIC 与天线阵列。BFIC 安装在卡板的一侧，辐射阵元印制在另一侧，并包含专用的射频、直流与数字布线金属层，兼具散热分布功能，从而降低整体剖面、成本与射频损耗。控制板为 RF 板上的 BFIC 提供直流电源，并通过 SPI 接口提供数字控制信号，可独立成板或集成在 RF 板上。如图1。
天线单元设计
天线采用平面双极化堆叠贴片天线（Stacked Patch Antenna）。贴片天线基本机理是在介质基板一面的金属贴片与另一面的接地板构成谐振腔，贴片边缘的缝隙向外辐射；由于电流沿贴片边缘分布，具有低剖面、易共形、易与有源电路集成等优点，代价是传统单贴片带宽很窄。作为对比，常用于相控阵的另外两类辐射单元是波导缝隙（Slots in Waveguide）与偶极子/贴片 + 透镜结构：波导缝隙带宽更宽、功率容量更高，但剖面高、难以平面集成；偶极子 + 透镜可实现宽角扫描，但体积与成本不允许消费级终端采用。贴片天线因此在宽带、低剖面、集成度三者间取得了最佳折中。
平面双极化堆叠贴片天线单元包含三层：地平面、辐射贴片与寄生贴片；贴片通过两个馈电探针馈电，分别用于 V（垂直）极化与 H（水平）极化，单元尺寸为 4.85 mm × 4.85 mm。
图2：64单元Ka波段圆极化SATCOM发射（Tx）平面相控阵系统概览
单贴片微带天线带宽较窄（S11 < −10 dB 时仅约 5%），而引入寄生贴片可将带宽拓展至 10%–20%，足以覆盖 27–31 GHz 的 SATCOM Ka 波段。圆极化（CP）通过对两个馈电探针施加 90° 相位差实现；在多层 PCB 堆叠中，两探针直接连至 BFIC 输出端，依所需极化在 V、H 两端口间引入相位差，使单元呈现 LHCP 或 RHCP。
图3：微带天线单元设计
在贴片与寄生贴片层上，每个阵元周围均设置了围栏结构并接地。由于阵元间距很近，接地围栏可有效抑制表面波与互耦效应。
波束赋形与阵列结构
所用 BFIC 具有 8 个输入/输出引脚，可控制 4 个天线单元（构成一个 2×2 子阵列），BFIC 的引脚与 2×2 子阵列对应关系及其天线单元排布如图 所示。
图4 阵列布局
带有两个馈电探针的单元，以及通过顺时针或逆时针旋转天线单元构成的 2×2 子阵，一个 BFIC 与 4 个天线组成的 2×2 子阵配置，子阵间采用90°相位差的顺序旋转。每个 BFIC 驱动四个双极化天线（排列为 2×2 四元组）。图 5 为一款用于 2×2 子阵列的 Ka 波段四元组 4×2 发射（TX）BFIC 系统框图，内部通常包含输入缓冲器、SPI 数字控制接口、DAC（用于设置各通道相位/幅度）、乘法器（混频器或 VGA）及末级功率放大器（PA）。
图5. 用于 2×2 子阵的、具有八个波束成形通道的发射（Tx）BFIC
借助 2×2 子阵列，可构建 64 元贴片天线阵列：16 个八通道BFIC 各驱动 4 个排列成 2×2 四元组的天线单元（16 × 4 = 64），整个阵列被划分为 16 个独立的 2×2 子阵列。从信号流看，16 颗 BFIC 各自驱动一个 2×2 子阵，16 个子阵拼成 64 元阵列。16 个 IC 通常通过矩阵总线相连，由中央处理器（FPGA/ASIC）经共用 SPI 总线协同控制；射频信号、数字布线与电源分布电路均集成于单一 PCB 上。
图6 阵列天线模型和方向图
阵列的扫描性能
相控阵之所以能实现波束偏转，本质是阵列因子（Array Factor）的相位梯度控制。设相邻单元的间距为 d，波束指向与法线夹角为 θ₀，则相邻单元需引入的相位步进为 Δφ = (2π/λ) · d · sin θ₀。当 θ₀ = 0时 Δφ = 0，全体单元等相激励，阵列因子最大、增益最高；当 θ₀ 增大时，沿扫描方向的口径投影面积按 cos θ₀ 收缩，有效口径减小，故增益下降、HPBW 展宽。同时阵元间距越小、工作频率越高，相邻单元的近场相互耦合越强，它会改变单元的有源阻抗、恶化驻波比，并在大角度扫描时抬升旁瓣。业界对平板相控阵的普遍担忧是：广角扫描会加剧互耦，进而降低灵敏度、抬升噪声。本文通过在每个阵元四周设置过孔围栏结构，抑制表面波传播，从物理层削弱了这一效应。
图 7 展示了该阵列的仿真三维辐射方向图（主瓣指向法向方向及方位角 60° 方向），方向波束无失真、增益最高；扫描至 60° 时，随有效孔径投影减小，阵列增益下降（约每 10° 下降 1 dB），且互耦增强可能引入旁瓣或栅瓣。
图7 64单元贴片天线阵列的仿真性能
PCB设计
多层 PCB 将 BFIC 与天线阵列集成。主要材料为 Rogers MT77（高频板材，介电常数 Dk ≈ 2.55，类似 RO4350B）。图 8 展示了 64 元相控阵（8×8），其 16 个 BFIC 集成在 7 层 PCB 顶层，顶层还实现了一个 1:16 的 GCPW（带地共面波导）Wilkinson 功率分配网络，64 个贴片天线单元印制在底层。板尺寸约 11 cm × 9 cm。
图8 64单元相控阵PCB，集成了16个BFIC和GCPW威尔金森功率分配网络；
上图展示了PCB的顶层和底层。顶层集成了16个BFIC，底层则是64单元贴片天线阵列。控制板负责向RF板上的BFIC提供直流电源，并通过与MCU）的SPI通信来控制辐射单元的相位和幅度。采用12 V直流电源供电。
单个单元的方向性系数在 29 GHz 时约为 4.4 dB，可由下式给出：Directivity_element = 10 · log₁₀( 4π Dx Dy / λ² ) = 4.4 dB @ 29 GHz（中频段）
其中，Dx 和 Dy 是单元栅格（grid）的尺寸。在本设计中：
Dx = Dy = 4.85 mm
64 单元相控阵的方向性系数计算方式为：
Directivity_Array_64 = D_element + 10 · log₁₀(64) = 22.4 dB @ 29 GHz
阵列方向性系数 = 单元方向性 + 阵列因子增益。10·log₁₀(64) ≈ 18 dB 表示 64 个单元完全同相叠加带来的功率增益。故总方向性系数 = 4.4 + 18 = 22.4 dB。
天线增益 G_ant 与其方向性系数相关，可表示为：
Gain_ant = Directivity_ant − L_ant
其中，L_ant 是天线的欧姆损耗和介质损耗，约为 1 dB。在这种情况下：
Gain_ant = Directivity_ant − L_ant = 21.4 dB @ 29 GHz
需要注意的是，这是相控阵在法线方向的最大增益。当阵列扫描不同角度时，会产生增益损失，该损失是扫描角度的函数。在偏离法线方向 60 度时，损耗约为 4 dB。（扫描损耗（Scan Loss）：相控阵在偏离中心（法线）方向扫描时，受单元方向图滚降（Element Pattern Roll-off）和有效孔径面积投影减小的影响，增益会下降）
圆极化的 EIRP 计算如下：
EIRP = Pt · Gt = P_element + Gain_antenna + 10 · log₁₀(N)
其中，Pt 是发射功率，Gt 是相控阵增益，N 是天线单元数量，P_element 是天线单元输出功率。Gain_antenna 为天线阵列增益（21.4 dB）；10·log₁₀(N) 为阵列阵元数量增益（10·log₁₀(64) = 18 dB）。
BFIC 的单通道输出功率为 9.5 dBm。由于每个天线单元由两个 RF 通道馈电（用于实现圆极化），因此在 OP₁dB（1 dB 压缩点）处，BFIC 到每个天线单元的输出功率为 9.5 dBm+ 3 dB = 12.5 dBm；（两个 9.5 dBm 信号合成到一个辐射体上时功率翻倍，分贝域翻倍即 +3 dB，故单单元输入功率 P_element = 12.5 dBm。）此时圆极化的 EIRP 在 OP₁dB 处约为 52 dBm。该写法将阵列总增益拆解为单元增益和数量增益。每个单元由两个 RF 通道馈电（对应圆极化的两个正交模式）。
图9 相控阵的测量结果（蓝27.7 GHz；黑28.75 GHz；红30 GHz；绿30.2 GHz）
上图展示了不同扫描角度下的测量辐射方向图。对法线方向波束还施加了幅度加权，可观察到旁瓣电平（SLL）降低。采用 Taylor/Chebyshev 等锥削分布让边缘单元输出低于中心单元，虽以主瓣峰值略降（约 3 dB 阵列增益）为代价，却可将 SLL 从 −13 dB 压低至 −20 dB 甚至更低，从而减少对其他用户的干扰并满足频谱屏蔽规范。
热管理
热管理对于维持 IC（集成电路）性能至关重要，因此系统使用了散热器和风扇来耗散产生的热量，并将温度波动保持在较低水平。散热器和风扇安装在 RF 板下方。图 11 展示了系统中不同部件的连接方式。
图10 热管理示意图
总结
本文采用 7 层 PCB 堆叠，以垂直维度换取水平紧凑（11 cm × 9 cm），实现了真正的“平板化”低轮廓设计；并通过顺序旋转（SR）技术获得更宽圆极化带宽，实现±°的波束扫描、增益超过 20 dB，且支持灵活极化配置。相同设计概念可推广至 17.7–21.2 GHz 的卫星通信接收（Rx）阵列，为该频段收发共口径系统提供技术底座。
声明：本文档基于公开技术资料整理与分析，设计方案和原理引用来自ReliaSat 卫星通信公司Ming Yang的技术文章，器件型号、规格参数与性能指标以官方最新数据/产品手册为准，不做商品推荐，仅对方案进行说明，旨在帮助读者了解该类型终端的射频/天线方案设计，供参考学习，正式方案论证须进一步核实。