简单来说，差分阻抗是当两个互补信号以相反极性传输时，一对传输线的瞬时阻抗。对于印刷电路板 (PCB)，这是一对走线，也称为差分对。我们关心保持相同的差分阻抗的原因与我们关心保持单端 (SE) 传输线相同的瞬时阻抗的原因相同：避免反射。
除了保持正确的差分阻抗外，差分对实际上没有什么特别之处。但您必须了解差分对中走线间距的含义。
差分阻抗只是每条走线奇模阻抗的两倍。SE 阻抗是单条走线的阻抗，只有当它们之间几乎没有或没有对内耦合时，它才等于奇模阻抗。当走线靠得更近时，差分阻抗会降低，除非调整线宽进行补偿。（稍后会详细介绍。）
图 1 显示了差分驱动的一对边缘耦合带状线迹线对内耦合的影响。上图显示了一对相距 3.5 个线宽的松耦合迹线周围的电磁场。下图显示了一对相距 1.5 个线宽的紧密耦合迹线。红色正迹线是流入页面的电流，而蓝色负迹线是流出页面的电流。
每条迹线周围的圆形线是代表环路电感的磁场。旋转方向基于电流方向，使用右手定则。电场 (e-field) 线垂直于磁场线。它们是电容的量度。
图 1. 差分驱动的一对边缘耦合带状线迹线对内耦合的影响。上图显示了相距 3.5 个线宽的松耦合迹线对周围的电磁场。下图显示了相距 1.5 个线宽的紧密耦合迹线对。
当迹线松散耦合时，电场线和磁场线在每条迹线周围相当对称，并且彼此之间是中心线的镜像。大部分相应的电场耦合都与参考接地平面耦合。随着迹线彼此靠近，反向旋转的环会压缩在中心线周围，从而降低电感。同时，每条迹线内边缘的更多电场线倾向于彼此耦合，从而增加电容。
由于电磁场沿中心线相互作用的方式，我们可以将其视为虚拟接地 (VGND) 参考平面。它们的行为方式与它们之间有一个实体参考平面完全相同。
奇模阻抗
考虑一对等宽微带线迹线，标记为 1 和 2，它们之间的间距恒定，如图 2 所示。假设传输线无损，每条单独的迹线在隔离驱动时都将具有 SE 特性阻抗Zo，由相对于 GND 参考平面的自环电感（L11、L22）和自电容（C11、C22）定义。
当走线对以差分方式驱动时，传播模式为奇数。电磁场相互作用如图1所示。当走线对间距较小时，将存在由互感（Lm）和互容（Cm）定义的电磁耦合。
走线与参考平面的接近程度会影响走线之间的电磁耦合量。走线越靠近参考平面，自环电感越低，自电容越强；从而导致走线之间的互感越低，互电容越弱。最终结果是差分阻抗越低。
图 2. 当线 1 和线 2 以差分方式驱动时，一对微带线显示自环电感 (L11、L22)、自电容 (C11、C22)、互电容 (Cm) 和互感 (Lm)。
通常使用 2D 场求解器来提取给定几何形状的参数。提取电阻、电感、电导和电容 (RLGC) 参数后，可以按如下方式设置 LC 矩阵：
L11 L12 C11 C12
L21 L22 C21 C22
走线 1 和 2 的自环电感和自电容分别为 L11、C11、L22、C22。在完全对称的差分对中，每个矩阵中的非对角线 (12, 21) 项分别为互感和互电容。LC 矩阵可用于确定奇模阻抗。它可以通过以下公式计算 [1]：
等式 1
在哪里：
Zodd = 奇模阻抗
Ls = 自环电感 = L 11 = L 22
Cs = 自电容 = C 11 = C 22
Lm = 互感 = L 12 = L 21
Cm = 互电容 = | C 12 |=| C 21 |
例子
使用 Polar SI9000 场解算器比较了松耦合对（具有 4 mil 走线，间隔 20 mil）与具有相同介电厚度的 SE 传输线（见图 3）。LC 矩阵是在 10GHz 下提取的。可以看出，松耦合对的奇模阻抗等于 SE 走线的特征阻抗，因此差分阻抗相同。
图 3. 松耦合对（左）与 SE 传输线（右）的比较，前者具有 4 mil 的走线，间隔 20 mil，后者具有相同的介电厚度。松耦合对的奇模阻抗等于 SE 走线的特性阻抗。
但是，如果您布置一对紧密耦合的走线，则奇模阻抗小于相同走线宽度的 SE 阻抗（除非您调整线宽）。例如，在图 4 的左侧，4-4-4 mil 几何形状的差分阻抗为 91 欧姆。为了获得 100 欧姆的差分阻抗，必须将线宽减小到 3.35 mil，并将间距调整到 4.65 mil，以保持相同的 12 mil 中心间距，如右图所示。
图 4. 4-4-4 mil 几何形状（左）与 3.35-4.65-3.35 几何形状（右）的比较，在相同中心-中心间距下实现 100 欧姆差分阻抗。
但事情并没有结束。
对于某些行业标准，通常存在一个非常短距离 (VSR) 规范，其中定义了最大信道损耗。例如，IEEE 802.3 CAUI-4 芯片模块 (C2M) 规范在 12.89 GHz 奈奎斯特频率下从芯片引脚到面板模块引脚（例如小型可插拔 (SFP) 模块）的预算为 7.5 dB。由于现代机架顶置式路由器和交换机，主交换机芯片和 SFP 模块之间有 10 英寸或更大的距离并不罕见，差分对几何设计对于满足差分阻抗和插入损耗 (IL) 非常重要。
减小线宽和更紧密的耦合会导致通道长度上的损耗更高。使用上述示例，图 5 中绘制了所有三个差分对的差分 IL。松耦合显示为绿色；没有线宽调整的紧密耦合 (Tight1) 显示为红色，而有线宽调整的紧密耦合 (Tight2) 显示为蓝色。
如您所见，在 12.89 GHz 下，松耦合和两个紧耦合示例在 10.6 英寸范围内相差约半个 dB。紧耦合可降低 IL，无论线宽是否调整以满足差分阻抗。在此示例中，紧耦合 1 和紧耦合 2 之间只有 0.1 dB 的增量，这表明大部分较高的损耗是由于更紧密的耦合造成的。
图 5. 松耦合的差分 IL 比较（绿色）；无线宽调整的紧耦合 1（红色）和有线宽调整的紧耦合 2（蓝色）。
这可以通过回顾 SE 到差分混合模式转换来解释。给定一个 4 端口 S 参数，SE 端口阶数如图 6 所示，差分 IL 由以下公式确定：
等式 2
SDD21 = 差分 IL，由端口 2 输出的差分信号与进入端口 1 的差分信号之比定义
S21 = SE IL，由从端口 2 发出的 SE 信号与进入端口 1 的 SE 信号之比定义
S43 = SE IL，由从端口 4 发出的 SE 信号与进入端口 3 的 SE 信号之比定义
S23 = 从端口 3 到端口 2 的远端串扰耦合
S43 = 从端口 4 到端口 3 的远端串扰耦合
从公式 2 可以看出，当走线越来越近，耦合项越来越大时，差分 IL 就会增加。
图 6.SE 4 端口 S 参数端口标签。
图 7 绘制了所有三个示例的差分 TDR。蓝色迹线的单调上升曲线更陡峭，这是因为 3.35 mil 迹线的电阻损耗更高，而其他两个示例中的 4 mil 迹线则相反。
图 7. 松耦合的差分 TDR 比较（绿色）；无线宽调整的紧耦合 1（红色）和有线宽调整的紧耦合 2（蓝色）。
总而言之，差分对是紧密耦合还是松散耦合并不重要。经过适当设计，两者都可以设计为与输出驱动器阻抗正确匹配。但正如我们所见，每种方法都有优点和缺点。
耦合越紧密，布线密度越高，但损耗越大。松耦合可以更轻松地绕过障碍物，减少损耗。但无论哪种情况，都必须针对差分阻抗进行设计和测量。
那么为什么这很重要？
PCB 制造厂使用阻抗作为衡量标准，以确定电路板是否按照规格制造。由于紧密间距的一对走线的奇模阻抗取决于对两条走线的差分驱动，因此您无法像测量两条非耦合走线那样，仅通过测量紧密耦合对的 SE 阻抗来确定差分阻抗。